バイアス技術（BJT）

この章のエミッタ接地のセクションでは、出力波形が半波整流形状に似ているSPICE分析を見ました。入力波形の半分だけが再現され、残りの半分は完全にカットオフされています。当時の私たちの目的は波形全体を再現することだったので、これが問題になりました。この問題の解決策は、増幅器の入力に小さなバイアス電圧を追加して、トランジスタが波のサイクル全体を通してアクティブモードにとどまるようにすることでした。この追加は バイアス電圧と呼ばれていました 。

一部のアプリケーションでは、半波出力は問題になりません。一部のアプリケーションは必要 このような増幅は、全波再生以外のモードでアンプを動作させることが可能であり、特定のアプリケーションでは異なる再生範囲が必要になるため、アンプが入力波形を再生する程度を指定して説明すると便利です。 クラスによると 。アンプクラスの動作は、アルファベット文字A、B、C、およびABに分類されます。

クラスAの場合 操作により、入力波形全体が忠実に再現されます。

アンプクラス

クラスA

トランジスタがアクティブモードでその全時間を費やし、カットオフまたは飽和に達することは決してない場合にのみ、動作を得ることができます。これを実現するために、通常、十分なDCバイアス電圧が、カットオフと飽和のちょうど中間でトランジスタを駆動するのに必要なレベルに設定されます。このようにして、AC入力信号はアンプの信号の上限レベルと下限レベルの間で完全に「中央」に配置されます。

クラスA：アンプの出力は入力を忠実に再現したものです。

クラスB

動作は、DCバイアス電圧のないエミッタ接地アンプにAC信号を初めて印加したときの動作です。トランジスタは、その半分の時間をアクティブモードで、残りの半分をカットオフで費やし、入力電圧が低すぎる（または極性が間違っている！）ため、ベース-エミッタ接合を順方向にバイアスできませんでした。

クラスB：バイアスは波形の半分（180°）が再現されるようなものです。

クラスBモードで動作するアンプ自体はあまり役に立ちません。ほとんどの場合、波形の半分を削除することによって波形に導入される深刻な歪みは許容できません。ただし、2つの増幅器がプッシュプルとして動作する場合、クラスB動作はバイアスの便利なモードです。 ペア、各アンプは一度に波形の半分のみを処理します：

クラスBプッシュプルアンプ：各トランジスタは波形の半分を再生します。半分を組み合わせると、波全体が忠実に再現されます。

トランジスタQ1は出力電圧を「プッシュ」（グランドに対して正の方向に駆動）し、トランジスタQ2は出力電圧を「負の方向にグランドに対して0ボルトに向かってプル」します。個別に、これらのトランジスタはそれぞれクラスBモードで動作し、入力波形サイクルの半分の間だけアクティブになります。ただし、両方がチームとして機能し、入力波形と同じ形状の出力波形を生成します。

クラスA設計に対するクラスB（プッシュプル）増幅器設計の決定的な利点は、より優れた出力電力能力です。クラスAの設計では、トランジスタは電流の伝導を停止しないため、熱の形でかなりのエネルギーを放散します。波動サイクルのすべてのポイントで、それはアクティブ（伝導）モードにあり、かなりの電流を流し、かなりの電圧を落とします。サイクル全体を通して、トランジスタによってかなりの電力が消費されます。クラスBの設計では、各トランジスタはカットオフモードで半分の時間を費やし、ゼロ電力を消費します（ゼロ電流=ゼロ電力消費）。これにより、各トランジスタが「休止」して冷却する時間が与えられ、他のトランジスタが負荷の負担を負います。クラスAアンプは設計が単純ですが、トランジスタの熱放散という単純な理由から、低電力信号アプリケーションに限定される傾向があります。

クラスAB

クラスAB として知られる別のクラスのアンプ動作 クラスAとクラスBの間のどこかにあります。トランジスタは電流の伝導に50％以上、100％未満の時間を費やします。

増幅器の入力信号バイアスがわずかに負の場合（クラスA動作のバイアス極性の反対）、出力波形はクラスBバイアスの場合よりもさらに「クリップ」され、トランジスタがほとんどを消費する動作になります。カットオフモードの時間：

クラスC

クラスC：伝導は半サイクル未満（<180°）です。

最初は、このスキームはまったく無意味に見えるかもしれません。結局のところ、これほどひどく波形をクリップする場合、アンプはどれほど役立つでしょうか？出力がいかなる種類の条件付けもなしに直接使用される場合、それは確かに疑わしい有用性です。ただし、出力にタンク回路（並列共振インダクタ-コンデンサの組み合わせ）を適用すると、アンプによって発生する時折の出力サージにより、タンク回路によって維持される高周波発振が発生する可能性があります。これは、重いフライホイールが回転し続けるために時折「キック」が与えられるマシンに例えることができます。

共振回路を駆動するクラスCアンプ。

クラスC と呼ばれます トランジスタは、ゼロ電力を消費するカットオフモードで大部分の時間を費やすため、この方式でも高い電力効率が得られます。ここでは、説明のために、出力波形の減衰率（アンプからの「キック」間の発振振幅の減少）を誇張しています。出力には同調タンク回路があるため、この回路は明確な固定振幅の信号を増幅する場合にのみ使用できます。クラスC増幅器は、FM（周波数変調）無線送信機で使用できます。ただし、クラスCアンプは、歪みのためにAM（振幅変調）信号を直接増幅できない場合があります。

クラスD

クラスA、B、AB、またはCとは大幅に異なる別の種類のアンプ動作は、 クラスD と呼ばれます。 。これは、他のクラスの動作のようにバイアス電圧の特定の測定値を適用することによっては得られませんが、増幅器回路自体の根本的な再設計が必要です。この章では、クラスDアンプがどのように構築されているかを正確に調査するのは少し早すぎますが、その動作の基本原理を説明するには早すぎません。

クラスDアンプは、高速パルスを生成することにより、入力電圧波形のプロファイルを再現します 方形波 出力 。出力波形のデューティサイクル（「オン」時間と合計サイクル時間）は、入力信号の瞬間的な振幅によって異なります。のプロット（下の図はこの原理を示しています。

クラスDアンプ：入力信号とフィルタリングされていない出力。

入力信号の瞬時電圧が大きいほど、出力方形波パルスのデューティサイクルが大きくなります。クラスDの設計に目標があれば、アクティブモードのトランジスタ動作を回避することです。クラスDアンプの出力トランジスタはアクティブモードになることはなく、カットオフまたは飽和するだけなので、それによって放散される熱エネルギーはほとんどありません。これにより、アンプの電力効率が非常に高くなります。もちろん、この戦略の欠点は、出力に高調波が圧倒的に存在することです。幸い、これらの高調波周波数は通常、入力信号の周波数よりもはるかに大きいため、ローパスフィルターで比較的簡単にフィルターで除去でき、元の入力信号の波形により近い出力が得られます。クラスDテクノロジーは通常、産業用インバーター（DCをAC電力に変換してモーターやその他の大型デバイスを実行するデバイス）や高性能オーディオアンプなど、非常に高い電力レベルと比較的低い周波数に遭遇する場合に見られます。

エレクトロニクスの研究で出くわす可能性のある用語は、静止と呼ばれるものです。 、これは回路のゼロ入力条件を指定する修飾子です。たとえば、静止電流は、入力信号電圧がゼロの回路の電流量です。トランジスタ回路のバイアス電圧は、バイアス電圧がない場合とは異なるレベルのコレクタ電流で、入力信号電圧がゼロの場合とは異なるレベルのコレクタ電流で動作するようにトランジスタを強制します。したがって、増幅器回路のバイアスの量によって、その静止値が決まります。

アンプの静止電流

クラスAアンプでは、静止電流は飽和値のちょうど半分である必要があります（飽和とカットオフの中間、定義上カットオフはゼロです）。クラスBおよびクラスCの増幅器は、信号が印加されていない状態でカットオフされると想定されているため、静止電流値はゼロです。クラスABアンプの静止電流値は非常に低く、カットオフのすぐ上です。これをグラフで示すために、下の図に示す特定の値の負荷抵抗に接続したときの動作範囲を示すために、トランジスタの特性曲線上に「負荷線」がプロットされることがあります。

V電源から飽和電流までのトランジスタ特性曲線上に描かれた負荷線の例。

負荷線は、コレクタ電流の範囲にわたるコレクタからエミッタへの電圧のプロットです。負荷線の右下隅では、電圧が最大で電流がゼロであり、カットオフの状態を表しています。線の左上隅では、電圧はゼロで、電流は最大であり、飽和状態を表しています。負荷線がさまざまなトランジスタ曲線と交差する場所を示すドットは、与えられたベース電流の現実的な動作条件を表しています。

静止動作状態は、負荷線に沿った単一のドットの形でこのグラフに表示される場合があります。クラスAアンプの場合、静止点は（下の図）のように負荷線の中央になります。

クラスAの静止点（ドット）。

この図では、静止点がたまたま40 µAのベース電流を表す曲線上にあります。この回路の負荷抵抗をより大きな値に変更すると、負荷ラインの傾きに影響します。これは、負荷抵抗が大きくなると、飽和時の最大コレクタ電流が制限されますが、でのコレクタ-エミッタ間電圧は変化しないためです。を中断する。グラフィカルに、結果は、左上の点と右下の点が異なる

の負荷線になります。

負荷抵抗の増加に起因する負荷線。

新しい負荷線が、以前のように平坦な部分に沿って75 µAの曲線を遮らないことに注意してください。特性曲線の非水平部分は飽和状態を表すため、これを知ることは非常に重要です。負荷線が曲線の水平範囲の外側で75µAの曲線を遮断するということは、アンプがその量のベース電流で飽和することを意味します。負荷抵抗値を大きくすると、この新しいポイントで負荷線が75 µA曲線を遮断する原因になります。これは、以前よりも小さいベース電流値で飽和が発生することを示しています。

回路に古い、より低い値の負荷抵抗を使用すると、75 µAのベース電流は比例したコレクタ電流（ベース電流にβを掛けたもの）を生成します。最初の負荷線グラフでは、75 µAのベース電流により、β比が予測するように、40 µAで得られた電流のほぼ2倍のコレクタ電流が得られました。ただし、トランジスタがコレクタ電流を調整し続けるのに十分なコレクタ-エミッタ間電圧を失い始めるため、コレクタ電流はベース電流75 µAと40 µAの間でわずかに増加します。

線形（歪みのない）動作を維持するには、トランジスタが飽和するポイントでトランジスタ増幅器を動作させないでください。つまり、負荷線がコレクタ電流曲線の水平部分に当たらない可能性があります。下の図のグラフにさらにいくつかの曲線を追加してからでないと、飽和する前にベース電流を増やしてこのトランジスタを「プッシュ」できる距離を知ることができます。

より多くのベース電流曲線は飽和の詳細を示しています。

このグラフでは、曲線の直線部分にある負荷線の最大電流点が50 µA曲線上の点であることがわかります。この新しいポイントは、クラスA動作の最大許容入力信号レベルと見なす必要があります。また、クラスA動作の場合、静止点がこの新しい最大点とカットオフの中間になるようにバイアスを設定する必要があります。これを下の図に示します。

新しい静止点は飽和領域を回避します。

さまざまなDCバイアス電圧レベルの結果についてもう少し理解できたので、次は実際のバイアス技術を調査します。 AC入力信号と直列に接続されたDC電圧源（バッテリー）は、希望する動作クラスに合わせてアンプにバイアスをかけます。実生活では、正確に校正されたバッテリーをアンプの入力に接続することは実際的ではありません。与えられたバイアス要件に対してちょうどいい量の電圧を生成するようにバッテリーをカスタマイズすることが可能であったとしても、そのバッテリーはその製造された電圧に無期限に留まることはありません。放電が始まり、出力電圧が低下すると、アンプはクラスBの動作に向かってドリフトし始めます。

たとえば、次の図のSPICEシミュレーションのエミッタ接地セクションに示されているこの回路を見てください。

非実用的なベースバッテリーバイアス。

その2.3ボルトの「Vbias」バッテリーは、実際のアンプ回路に含めるのは実用的ではありません。このアンプのバイアス電圧を取得するはるかに実用的な方法は、15ボルトのバッテリーに接続された分圧器ネットワークを使用して必要な2.3ボルトを開発することです。結局のところ、15ボルトのバッテリーは必然的にすでにそこにあり、分圧回路は設計と構築が簡単です。これが下の図でどのように見えるか見てみましょう。

分圧器バイアス。

合計15ボルト（R2の場合は8466Ω、R3の場合は1533Ωなど）からR3の両端に2.3ボルトを生成するR2とR3の抵抗値のペアを選択する場合、ベース間で2.3ボルトの望ましい値を設定する必要があります。信号入力なしでバイアスするためのエミッタ。唯一の問題は、この回路構成では、AC入力信号ソースが分圧器のR3と直接並列に配置されていることです。 AC電源はR3の両端で降下するDC電圧を圧倒する傾向があるため、これは受け入れられません。並列コンポーネント必須 同じ電圧であるため、AC電圧源がDC分圧器の1つの抵抗器の両端に直接接続されている場合、AC電源は「勝ち」、信号にDCバイアス電圧が追加されることはありません。

このスキームを機能させる1つの方法ですが、理由は明らかではないかもしれません。 それは機能します、結合コンデンサを配置することです 下の図のように、AC電圧源と分圧器の間。

カップリングコンデンサは、分圧器のバイアスが信号発生器に流れ込むのを防ぎます。

コンデンサは、ACソースとDC分圧器の間にハイパスフィルタを形成し、トランジスタ上のほとんどすべてのAC信号電圧を通過させ、すべてのDC電圧がAC信号ソースを介して短絡するのをブロックします。重ね合わせの原理とそれがどのように機能するかを理解していれば、これははるかに理にかなっています。重ね合わせによれば、線形の両側回路は、一度に1つの電源のみを考慮し、すべての電源の効果を代数的に加算して最終結果を見つけることにより、断片的に分析できます。コンデンサとR2〜R3分圧回路をアンプの残りの部分から分離すると、このACとDCの重ね合わせがどのように機能するかを理解しやすくなる可能性があります。

AC信号源のみが有効で、信号周波数でインピーダンスが任意に低いコンデンサを使用すると、ほとんどすべてのAC電圧がR3の両端に現れます。

結合コンデンサは信号周波数でのインピーダンスが非常に低いため、ワイヤのように動作します。したがって、重ね合わせ分析のこのステップでは省略できます。

DC電源のみが有効な場合、コンデンサは開回路のように見えます。したがって、コンデンサもAC信号源の短絡も、下の図のR2〜R3分圧器の動作に影響を与えません。

DC分析に関する限り、コンデンサは開回路のように見えます

下の図のこれら2つの別々の分析を組み合わせると、（ほぼ）1.5ボルトのACと2.3ボルトのDCの重ね合わせが得られ、トランジスタのベースに接続する準備が整います。

AC回路とDC回路の組み合わせ。

十分に話してください。次の図のアンプ回路全体のSPICEシミュレーションの時間です。 100 µFのコンデンサ値を使用して、2000 Hzで任意に低い（0.796Ω）インピーダンスを取得します。

分圧器バイアスのSPICEシミュレーション。

分圧器バイアス vinput 1 0 sin（0 1.5 2000 0 0） c1 1 5 100u r1 5 2 1k r2 4 5 8466 r3 5 0 1533 q1 3 2 0 mod1 rspkr 3 4 8 v1 4 0 dc 15 .model mod1 npn .tran 0.02m 0.78m .plot tran v（1,0）i（v1） 。終わり 

上の図の出力波形にかなりの歪みがあることに注意してください。正弦波は、入力信号の負の半サイクルのほとんどでクリップされています。これは、トランジスタが本来あるべきではないときにカットオフモードに入っていることを示しています（以前と同じようにクラスA動作の目標を想定しています）。どうしてこれなの？この新しいバイアス技術により、以前とまったく同じ量のDC​​バイアス電圧が得られるはずですよね？

コンデンサとR2〜R3抵抗ネットワークをアンロードすると、正確に2.3ボルト相当のDCバイアスが供給されます。ただし、このネットワークをトランジスタに接続すると、アンロードされなくなります。トランジスタのベースを流れる電流は分圧器に負荷をかけるため、トランジスタに使用できるDCバイアス電圧が低下します。下の図のダイオード電流源トランジスタモデルを使用して説明すると、バイアスの問題が明らかになります。

ダイオードトランジスタモデルは、分圧器の負荷を示しています。

分圧器の出力は、その構成抵抗のサイズだけでなく、負荷を介して分圧器から分圧される電流の量にも依存します。トランジスタのベース-エミッタPN接合は、バイアス電流とIR3の両方がR2抵抗を介して引き出されるため、R3の両端で降下するDC電圧を低下させる負荷であり、以前はR2およびR3。 2.3ボルトのDCバイアス電圧を得るには、ベース電流負荷の影響を補償するためにR2および/またはR3の値を調整する必要があります。 増やす DC電圧がR3の両端で降下するか、R2の値を下げるか、R3の値を上げるか、またはその両方です。

R2とR3を調整した後の出力の歪みはありません。

分圧器バイアス vinput 1 0 sin（0 1.5 2000 0 0） c1 1 5 100u r1 5 2 1k r2 4 5 6k <--- R2が6kに減少 r3 5 0 4k <--- R3が4kに増加 q1 3 2 0 mod1 rspkr 3 4 8 v1 4 0 dc 15 .model mod1 npn .tran 0.02m 0.78m .plot tran v（1,0）i（v1） 。終わり 

上の図の6kΩと4kΩ（それぞれR2とR3）の新しい抵抗値により、クラスAの波形が希望どおりに再生されます。

レビュー：

• クラスA 動作は、波形サイクル全体を通してアクティブモードになるようにバイアスされた増幅器であるため、波形全体を忠実に再現します。
• クラスB 動作は、入力波形の半分（正の半分または負の半分）のみが再生されるようにバイアスされた増幅器です。トランジスタは、アクティブモードで半分の時間を費やし、半分の時間をカットオフで費やします。クラスB動作で動作するトランジスタの相補ペアは、オーディオ信号システムで高電力増幅を提供するためによく使用され、ペアの各トランジスタは波形サイクルの別々の半分を処理します。クラスBの動作は、同様の出力電力のクラスA増幅器よりも優れた電力効率を提供します。
• クラスAB 動作は、クラスAとクラスBの間のどこかでバイアスされた増幅器です。
• クラスC は、波形のごく一部のみを増幅するようにバイアスされた増幅器です。トランジスタの時間のほとんどはカットオフモードで費やされます。出力に完全な波形を持たせるために、共振タンク回路は、アンプからの各「キック」後の数サイクルの間発振を維持するための「フライホイール」としてよく使用されます。トランジスタはほとんどの時間導通していないため、クラスCアンプの電力効率は高くなります。

• クラスD 操作には高度な回路設計が必要であり、高周波方形波のデューティサイクルによって瞬間的な入力信号の振幅を表すという原則に基づいて機能します。出力トランジスタはアクティブモードでは動作せず、カットオフと飽和のみで動作します。放散される熱エネルギーが少ないため、エネルギー効率が高くなります。
• 特定のクラスの動作（特にクラスAおよびクラスC）に必要な入力信号のDCバイアス電圧は、分圧器とカップリングコンデンサを使用して取得できます。 AC信号源と直列に接続されたバッテリーではなく。

関連するワークシート：

• バイポーラトランジスタバイアス回路ワークシート
• クラスABJTアンプワークシート
• クラスBBJTアンプワークシート
• バイポーラ接合トランジスタ（BJT）理論ワークシート