オペレーショナルアンプの実用的考慮事項

実在のオペレーショナルアンプは、入力オフセット、有限の共通モード除去、入力バイアス電流、温度ドリフト、周波数依存の利得と位相など、いくつかの点で理想モデルから逸脱します。これらの非理想性を理解することは、堅牢なアナログ回路の設計に不可欠です。多くの誤差はシンプルなアプリケーションでは無視できますが、精密計装、信号調整、高速システムではクリティカルになることがあります。場合によっては補償可能ですが、より高品質・高コストなデバイスが必要なケースもあります。

共通モード利得

理想的な差動増幅器では、出力は2つの入力間の電圧差のみの関数です。入力を短絡させて（ゼロ差動電圧）共通モード電圧V_CMを印加しても、出力は変化しません。理想的な共通モード電圧利得はしたがってゼロです。

しかし実在のOp-Ampはわずかな共通モード利得を示します。共通モード除去比（CMRR）は、差動利得と共通モード利得の比として定義されます：

古典的な741のCMRRは平均約70dB、比率で約3,000:1です。差動利得が通常桁違いに大きいため、負帰還を用いる場合、共通モード利得の影響は通常は軽微です。それでも、計装タイプの構成では、抵抗のミスマッチが顕著な共通モード利得をもたらす可能性があります。

以下は、入力を短絡し共通モード電圧を変化させた計装増幅器のSPICEシミュレーションです。完全にバランスの取れた回路では、出力はスイープ全体でゼロボルトのままです：

instrumentation amplifier
v1 1 0
rin1 1 0 9e12
rjump 1 4 1e-12
rin2 4 0 9e12
e1 3 0 1 2 999k
e2 6 0 4 5 999k
e3 9 0 8 7 999k
rload 9 0 10k
r1 2 3 10k
rgain 2 5 10k
r2 5 6 10k
r3 3 7 10k
r4 7 9 10k
r5 6 8 10k
r6 8 0 10k
.dc v1 0 10 1
.print dc v(9)
.end

v1 v(9)
0.000E+00 0.000E+00
1.000E+00 1.355E-16
2.000E+00 2.710E-16
3.000E+00 0.000E+00
4.000E+00 5.421E-16
5.000E+00 0.000E+00
6.000E+00 0.000E+00
7.000E+00 0.000E+00
8.000E+00 1.084E-15
9.000E+00 -1.084E-15
1.000E+01 0.000E+00

わずかな抵抗アンバランス（例：R₅を10kΩから10.5kΩに上げる）を導入すると、測定可能な共通モード利得が生じます：

v1 v(9)
0.000E+00 0.000E+00
1.000E+00 -2.439E-02
2.000E+00 -4.878E-02
3.000E+00 -7.317E-02
4.000E+00 -9.756E-02
5.000E+00 -1.220E-01
6.000E+00 -1.463E-01
7.000E+00 -1.707E-01
8.000E+00 -1.951E-01
9.000E+00 -2.195E-01
1.000E+01 -2.439E-01

入力差動はゼロのままですが、出力は0-10Vの共通モードスイープで約0.24V変化し、抵抗ミスマッチが望ましくない共通モード利得を生成することを示しています。対策はシンプルです：精密な抵抗整合を確保し、可能なら最終Op-Ampの帰還ネットワークにトリミングポテンショメータを含めて残留共通モード利得をヌル調整します。

オフセット電圧

オフセット電圧は、2つの入力を短絡したときに出力に現れる電圧です。理想的にはゼロですが、実際には数ミリボルト程度で、特にシングル電源設計では出力を飽和させる原因になります。オフセットは、完全に理想的な増幅器に印加されたときに観測された出力を生み出す等価入力電圧として表現されます：

多くのOp-Amp（例：741の8ピンDIPのピン1と5）にはオフセットヌルピンが用意されています。これらのピンと入力バイアス電圧の間に小さなポテンショメータを接続することで、ユーザーはオフセットをほぼゼロに微調整できます。すべてのOp-Ampがオフセットヌルピンを露出しているわけではありません。特定部品のデータシートを参照してください。

バイアス電流

Op-Ampは高入力インピーダンスを持ちますが、内部入力段を動作させるためにバイアス電流（通常数マイクロアンペア）が必要です。単一入力が高インピーダンスソース（例：熱電対、pH電極）に接続される回路では、バイアス電流が直列抵抗で電圧降下を生じ、測定誤差を招きます。

例えば、1MΩのソース抵抗を持つ電圧フォロワ構成で、10µAのバイアス電流は10mVの誤差を生みます。この緩和の一般的手法は、もう片方の入力に同値の抵抗を追加し、バイアス電流による電圧降下をバランスさせることです：

反転または非反転増幅器では、補償抵抗は帰還ネットワークの2つの抵抗の並列合成に等しい値を選びます：

電源の適切なグラウンド接続も重要です。共通グラウンドがないと、バイアス電流に流れる経路がなく、Op-Ampの入力段が無効になります。電源の一端が必ず回路のグラウンド基準に接続されるようにしてください。

ドリフト

温度変化により、バイアス電流、オフセット電圧、その他のパラメータがドリフトします。ドリフトの程度はデバイス技術により異なり、JFETやMOSFET入力Op-Ampは一般的にバイポーラ設計より低ドリフトです。低ドリフト部品の選択と、高精度が必要な場合は安定した温度環境（例：恒温槽）の維持が最も効果的な対策です。

周波数応答

高差動利得はOp-Ampを帰還発振しやすくします。3130で構築したシンプルな電圧フォロワでも、2つの特別な「補償」ピン間に補償コンデンサを追加しないと発振することがあります。コンデンサが内蔵されていても（741のように）、交流利得は周波数とともに低下し、使用可能な帯域幅を制限します。

メーカーは周波数応答曲線（利得vs周波数）を公開しています。設計者はクローズドループ帯域幅を指定する際、これらを参照して性能劣化や不安定性を回避しなければなりません。

入力-出力位相シフト

位相シフトを説明するため、OPA227を非反転構成で34倍利得（約50dB）で測定しました。オープンループ利得が50dBクローズドループ線と約22kHzで交差し、支配的な極を形成します。その結果、クローズドループ位相は以下のようにシフトします：

• 2.2kHzで約0°（極の1ディケード下）
• 22kHzで約45°（極の位置）
• 220kHzで約90°（極の1ディケード上）

オシロスコープ波形がこれらの予測を確認しています：2.2kHzで位相シフトなし、22kHzで約45°、220kHzで約90°。

関連ワークシート

• サマーとサブトラクタOp-Amp回路 ワークシート
• 反転・非反転Op-Amp電圧増幅器回路 ワークシート