BJT Quirks
理想的なトランジスタは、信号の増幅時に0％の歪みを示します。そのゲインはすべての周波数に拡張されます。数百℃で数百アンペアの電流を制御します。実際には、利用可能なデバイスは歪みを示します。増幅は、スペクトルの高周波端で制限されます。実際の部品は、予防策を講じて数十アンペアしか処理しません。より高い電流のためにトランジスタを並列化するときは注意が必要です。予防策を講じないと、高温での動作によりトランジスタが破壊される可能性があります。
非線形性
クラスAエミッタ接地アンプ（前の図と同様）は、下の図のほとんどクリッピングに駆動されます。正のピークは負のピークよりも平坦であることに注意してください。この歪みは、ハイファイオーディオなどの多くのアプリケーションでは許容できません。
大信号エミッタ接地増幅器の歪み。
小信号増幅器は、トランジスタ特性の小さな線形セクションを使用するため、比較的線形です。 βのようなトランジスタ特性は一定ではなく、コレクタ電流によって変化するため、大信号増幅器は100％線形ではありません。 βは、コレクタ電流が低い場合は高く、非常に低い電流または高い電流では低くなります。ただし、コレクタ電流の増加に伴い、主にβの減少に遭遇します。
エミッタ接地アンプ Vbias 4 0 0.74 Vsig 5 4 sin（0 125m 2000 0 0） rbias 6 5 2k q1 2 6 0 q2n2222 r 3 2 1000 v1 3 0 dc 10 .model q2n2222 npn（is =19f bf =150 + vaf =100 ikf =0.18 ise =50p ne =2.5 br =7.5 + var =6.4 ikr =12m isc =8.7p nc =1.2 rb =50 + re =0.4 rc =0.3 cje =26p tf =0.5n + cjc =11p tr =7n xtb =1.5 kf =0.032f af =1） .fourier 2000 v（2） .tran 0.02m 0.74m 。終わり
スパイス-bce.cir; フーリエ解析v（2）： THD：10.4686％
SPICEネットリスト：一時的およびフーリエ解析用。フーリエ解析では、10％の全高調波歪み（THD）が示されています。
上記の表のSPICEリストは、歪みの量を定量化する方法を示しています。 「.fourier2000v（2）」コマンドは、出力v（2）で2000Hzでフーリエ解析を実行するようにSPICEに指示します。コマンドラインで「spice-bcircuitname.cir」は、上記の表のフーリエ解析出力を生成します。 10％を超えるTHD（全高調波歪み）と個々の高調波の寄与を示しています。
この歪みの部分的な解決策は、コレクタ電流を減らすか、負荷ラインのより小さな部分でアンプを動作させることです。究極の解決策は、負帰還を適用することです。フィードバックを参照してください。
温度ドリフト
温度はトランジスタのACおよびDC特性に影響を与えます。この問題の2つの側面は、環境温度の変動と自己発熱です。軍事や自動車などの一部のアプリケーションでは、拡張温度範囲での動作が必要です。良性の環境にある回路、特に高出力回路は、自己発熱の影響を受けます。
漏れ電流I CO およびβは温度とともに増加します。 DCβ（h FE ）指数関数的に増加します。 ACβ（h fe ）増加しますが、それほど急速ではありません。 -55°から85°Cの範囲で2倍になります。温度が上昇すると、h fe が増加します。 極端な場合にはクリップされる可能性のある、より大きなエミッタ接地出力が生成されます。 hFEの増加はバイアスポイントをシフトし、1つのピークをクリッピングする可能性があります。バイアスポイントのシフトは、多段直接結合増幅器で増幅されます。解決策は、バイアスポイントを安定させるための何らかの形の負帰還です。これにより、ACゲインも安定します。
下の図（a）の温度を上げると、V BE が下がります。 シリコントランジスタの公称0.7Vから。 VBEを下げると、エミッタ接地アンプのコレクタ電流が増加し、バイアスポイントがさらにシフトします。 VBEをシフトするための治療法は、差動増幅器として構成されたトランジスタのペアです。下の図（b）の両方のトランジスタが同じ温度の場合、VBEは温度の変化に応じて追跡し、キャンセルします。
（a）シングルエンドCEアンプと（b）VBEキャンセル付き差動アンプ。
シリコンデバイスの推奨される最大接合部温度は、多くの場合125°Cです。ただし、信頼性を高めるには、これをディレーティングする必要があります。トランジスタの動作は150°Cを超えると停止します。炭化ケイ素およびダイヤモンドトランジスタはかなり高く動作します。
熱暴走
コレクタ電流の増加を引き起こす温度の上昇に伴う問題は、より多くの電流がトランジスタによって消費される電力を増加させ、それが次にその温度を上昇させることである。この自己強化サイクルは、 熱暴走として知られています。 、トランジスタを破壊する可能性があります。繰り返しになりますが、解決策は、バイアスポイントを安定させるための何らかの形の負帰還を伴うバイアススキームです。
接合容量
トランジスタの端子間に静電容量が存在します 。コレクタベース容量C CB およびエミッタベース容量C EB より高い周波数でエミッタ接地回路のゲインを下げます。一般的なエミッタ増幅器では、コレクタからベースへの容量性フィードバックがC CB を効果的に乗算します。 βによる。負のゲイン低減フィードバックの量は、電流ゲインとコレクタベース容量の両方に関連しています。これはミラー効果として知られています。
ノイズ
小信号増幅器の最終的な感度は、電流のランダムな変動によるノイズによって制限されます。トランジスタの2つの主要なノイズ源は、 ショットノイズです。 ベース内のキャリアの電流の流れと 熱雑音による 。熱雑音の原因はデバイスの抵抗であり、温度とともに増加します：
トランジスタアンプのノイズは、 過剰ノイズで定義されます。 アンプによって生成されます。入力から出力に増幅されるノイズではなく、アンプ内で生成されるノイズです。これは、 信号対雑音比を測定することによって決定されます。 （S / N） アンプの入力と出力で。小信号入力のアンプのAC電圧出力は、S + N、信号+ノイズに対応します。信号が入っていないAC電圧はノイズNに対応します。 雑音指数はとして示されます 「F」 アンプの入出力のS / Nで定義されます：
RF（無線周波数）トランジスタの雑音指数Fは、通常、トランジスタのデータシートにデシベルF dB で記載されています。 。良好なVHF（超短波、30 MHz〜300 MHz）雑音指数は、1dB未満です。下の図に示すように、VHFを超える雑音指数は、10年ごとに20dBと大幅に増加します。
小信号トランジスタの雑音指数と周波数。 Thieleの後、図11.147 [AGT]
上の図は、低周波数でのノイズが周波数の低下とともに10dBごとに増加することも示しています。このノイズは、 1 / fノイズとして知られています。 。
雑音指数はトランジスタの種類（部品番号）によって異なります。ラジオ受信機のアンテナ入力に使用される小信号RFトランジスタは、特に低雑音指数用に設計されています。雑音指数は、バイアス電流とインピーダンス整合によって異なります。トランジスタの最良の雑音指数は、より低いバイアス電流で達成され、インピーダンスの不一致がある可能性があります。
熱の不一致（トランジスタの並列化の問題）
2つの同一のパワートランジスタがより高い電流のために並列に接続されている場合、それらが電流を等しく共有することが期待されます。特性の違いにより、トランジスタは電流を均等に共有しません。
電力を増やすために並列化されたトランジスタには、エミッタバラスト抵抗が必要です
同一のトランジスタを選択することは実用的ではありません。小信号トランジスタのβは、通常、100〜300の範囲で、パワートランジスタは20〜50です。それぞれを一致させることができたとしても、環境条件により、一方が他方よりも熱くなる可能性があります。より高温のトランジスタはより多くの電流を引き込み、熱暴走を引き起こします。バイポーラトランジスタを並列接続する場合の解決策は、バラスト抵抗と呼ばれるエミッタ抵抗を挿入することです。 オーム未満の。より高温のトランジスタがより多くの電流を引き込むと、バラスト抵抗の両端の電圧降下が増加します—負のフィードバック。これにより、電流が減少します。すべてのトランジスタを同じヒートシンクに取り付けると、電流を均等にするのにも役立ちます。
高周波効果
トランジスタ増幅器の性能は、下の図の周波数の増加に伴う小信号のエミッタ接地電流利得によって示されるように、ある点まで比較的一定です。それを超えると、周波数が高くなるにつれてトランジスタの性能が低下します。
ベータカットオフ周波数 、fTは、エミッタ接地小信号電流ゲイン（h fe ）団結に落ちる。実際のアンプは、ゲインが1より大きい必要があります。したがって、トランジスタはfTの実際の増幅器では使用できません。トランジスタのより使用可能な制限は0.1・fTです。イラストを考えてみましょう。
エミッタ接地小信号電流利得（hfe）対周波数。
一部のRFシリコンバイポーラトランジスタは、数GHzまでの増幅器として使用できます。シリコンゲルマニウムデバイスは、上限範囲を10GHzまで拡張します。
アルファカットオフ周波数 、
f alpha は、αが低周波数αの0.707に低下する周波数です。アルファカットオフとベータカットオフはほぼ同じです：f alpha ≅fT。ベータカットオフfTは、高周波性能の好ましい性能指数です。
f 最大 は、バイアスとインピーダンス整合の最も好ましい条件下で可能な最高の発振周波数です。これは、パワーゲインが1になる周波数です。すべての出力は、発振を維持するために入力にフィードバックされます。 f max は、アクティブデバイスとしてのトランジスタの動作周波数の上限です。ただし、実際のアンプはf max では使用できません。 。
ミラー効果： トランジスタの高周波限界は、接合容量に関係しています。たとえば、PN2222Aの入力容量はC obo =9pFおよび出力容量C ibo =C-BおよびE-Bからそれぞれ25pF。 [FAR] 25 pFのC-E容量は大きいように見えますが、 ミラー効果のため、C-B（9pF）容量よりも係数は小さくなります。 、C-B容量は、ベース接地に影響を及ぼします。これは、エミッタ接地増幅器の容量のベータ倍に相当します。なぜこれなのか？エミッタ接地増幅器は、信号をベースからコレクタに反転します。ベースにフィードバックされた反転コレクタ信号は、ベースの入力に対抗します。コレクタ信号は入力のベータ倍です。 PN2222Aの場合、β=50〜300。したがって、9pFのC-E容量は9・50 =450pFから9・300 =2700pFのようになります。
接合容量の問題の解決策は、広帯域幅のアプリケーションに高周波トランジスタ（RF（無線周波数）またはマイクロ波トランジスタ）を選択することです。エミッタ接地構成の代わりにベース接地を使用することにより、帯域幅をさらに拡張できます。接地されたベースは、容量性コレクタフィードバックからエミッタ入力をシールドします。 2トランジスタのカスコード接続では、コモンベースと同じ帯域幅が得られ、エミッタ接地の入力インピーダンスが高くなります。
レビュー：
- トランジスタアンプは、コレクタ電流によるβ変動のために歪みを示します。
- I c 、V BE 、βおよび接合容量は温度によって異なります。
- 温度が上昇すると、I C が上昇する可能性があります 、温度の上昇を引き起こし、熱暴走として知られる悪循環。
- 接合容量はトランジスタの高周波利得を制限します。 ミラー効果 C cb になります CEアンプのベースでβ倍大きく見えます。
- トランジスタノイズは、小信号を増幅する能力を制限します。 雑音指数 トランジスタノイズに関する性能指数です。
- 電流を増やすためにパワートランジスタを並列接続する場合は、バラスト抵抗を挿入します。 エミッターと直列に接続して電流を均等化します。
- F T はCEアンプの絶対上限周波数であり、小信号電流ゲインは1に低下します。h fe =1。
- Fmaxは、最も理想的な条件下での発振器の上限周波数です。
関連するワークシート：
- クラスABJTアンプワークシート
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