RFID リーダー用フライバック パワー モジュール回路設計

近年のスイッチング電源技術は、チップの高集積化に伴い、小型化、高周波化、高効率化が進んでいます。設計ソフトウェアによってはスイッチ電源の設計が比較的容易なため、高度に統合された制御チップにより、必要な周辺コンポーネントが簡素化されます。しかし、高集積化の問題は、設計の自由度の低下、チップの入手可能性の低下、および低価格につながります。各メーカーが開発した設計ソフトウェアは、いくつかの種類の固有のチップをシミュレートすることができます。実際のアプリケーションでは、優れた動作条件で製品の要求に適合するスイッチ電源を設計することが重要です。 RFID 用電源モジュールの要件に基づいて、スイッチ電源は 220VAC ～ 0.5VDC の電圧と 88mm x 70mm の寸法で設計されています。タグ読み取り時の走行電流は 1.5A に近いため、設計スイッチ電源の最大出力電流は 3A に設定されています。

Erickson RW理論によると、出力電力が比較的低いミニチュアの設計では、0.385であるフライバックスイッチ電力の電力スイッチの可用性は、通常のショック、フルブリッジ、ハーフブリッジのタイプを使用する0.353よりも大きくなります。そこで、フライバックコンバーター構造を採用。フィードバック設計と電流モード コントローラーの利点を考慮して、電流モード PWM 制御チップ UC3842 が採用されています。

チップUC3842を適用したスイッチ電源では、周辺回路の設計が比較的容易です。電流モード PWM 制御チップ構造は、フィードバック ループの設計を効果的に簡素化するために、ループ内のインダクタンスによってもたらされる二重極を排除します。出力端子はスタビロボルト管TL431とフォトカプラによるフィードバック方式を採用。 UC3842に基づく設計では、設計者はフライバック構造の各モジュールを個別に設計する傾向があり、隣接する回路とフィードバック回路の設計を強調し、他の回路設計は無視されます。たとえば、Middlebrook 博士による余分な要素の定理によれば、入力フィルターの入力インピーダンスは、コンバーターの入力インピーダンスよりもはるかに小さくする必要があります。回路に変動が生じる可能性があります。この設計では、入力フィルタの回路設計、スロープ補償、グランド回路設計など、隣接する回路設計について慎重に検討します。設計スキームは Sabre のシミュレーションによって決定され、要件との互換性と RFID を使用したデバッグによる安定性によって決定されます。

フライバック スイッチの電力の基本理論

スイッチ電源の基本的な設計理論は、IC チップへの電源供給のために VAC を VDC に変換し、DC を HFAC に変換してから DC 出力に変換することです。フィードバックは、出力 DC サンプルと入力 IC 制御スイッチからの出力電圧を安定させます。スイッチ電力の理論を図 1 に示します。

フライバック スイッチ電源の制御コンバータには、電流モード ダブル クローズド ループ構造が適用されます。フライバックコンバーターの特徴は、スイッチングチューブが閉じた状態では、トランスの片側のコイル内のインダクタンスエネルギーが整流ダイオードを介してキャリアに電力を供給し、スイッチングチューブが開いた状態ではエネルギーが内部に蓄えられるという事実にあります。トランスのコイルと出力は、出力コンデンサ内に蓄えられたエネルギーによって提供されます。フライバック コンバーターの回路図を図 2 に示します。

出力検出抵抗R₁で検出した電圧が と R₂ 基準電圧 V_ref 未満 、スイッチング管Q₁でエラーアンプを介してエラーが発生します 開いた。変圧器の一次インダクタンスと電流は (V_g の傾きで上昇します) - V_オン )/ L_m .サンプリング抵抗 R_s 一次インダクタンスと電流をサンプリング電圧に変換します。サンプリング抵抗 R_s のサンプリング電圧の比較に基づく およびエラー電圧、サンプリング抵抗 R_s の電圧 誤差電圧以上になるとローレベルを出力し、次のクロックまでスイッチング管を閉じます。フライバック スイッチング電源は、出力電源インダクタを必要とせず、トランスのインダクタを直接適用して、単純なトポロジ構造を特徴とする電源に使用できます。制御回路は主に電流モード PWM チップ UC3842 と周辺回路に依存します。

電流モード PWM チップ UC3842

この設計で適用される制御 CPU は、固定周波数と電流モードの PWM チップ UC3842 であり、発振器、エラー アンプ、PWM コンパレータ、SR トリガーなどの重要な制御コンポーネントを統合します。このチップは、トーテム ポールの出力モード、動作周波数 500kHz、開始電流 1mA 未満、最大出力電流 1A の低電圧および過電流保護機能を備えています。

ピンの機能はそれぞれ異なります。ピン 7 は電源用です。電圧が 16V のスロースタートしきい値を超えると、シュミット トリガがハイ レベルを出力します。ボルテージレギュレータは 5V の基準電圧を 8 ピンに供給し、電圧が 10V を下回ると、シュミットトリガが低電圧をロックしてローレベルを出力します。内部スタビリボルト管は、最大入力電圧を 36V 以内に制限します。 C_t に電力が供給されます 外部 RC 回路を介してピン 4 で、抵抗 R_t を介してピン 8 で そしてC_t 電気を生成する内部電流源を介して発振器の周波数を決定します。ピン 2 はエラー アンプの反転入力であり、ピン 1 はエラー アンプの出力であり、補償を提供します。ピン 3 は電流検出のピンで、エラー アンプの出力を介してデューティ サイクルを決定します。ピン 3 の電圧が 1V を超えると、電流フローが閉じます。ピン 6 はトーテム ポール モード出力に最大動作電流 1A を供給し、スイッチング チューブのクローズを加速します。

フライバック スイッチの電力制御の設計

制御部分の回路図を下の図 3 に示します。フライバック コンバータの制御部分は、大部分がチップ UC3842 内に統合されており、必要な制御機能を実装できる外部コンポーネントはごくわずかです。主な制御機能モジュールには、起動回路、周波数設計、保護回路、駆動回路、スロープ補償が含まれます。

• 起動回路と周波数設計

始動回路は、ピン 7 に 16V 以上の始動電圧を供給します。システムが起動すると、補助巻線によって 7 ピンに電源が供給されます。このシステムの動作周波数は、ピン 8 とピン 4 の間のタイミング コンデンサと抵抗によって決定されます。ピン 8 の 5V 基準電圧は、コンデンサ C に電力を供給します。 抵抗R₉を通して .コンデンサ C₁₅ 次に、内部電流源を介してノコギリ波を生成し、その時間スパンがチップ出力 PWM のデッドタイムを決定します。性能を確保するために、デッドタイムは発振周期より 5% 短くする必要があります。タイミング シーケンス図に基づいて、C₁₅ が得られます。 は 3.3nF で動作周波数は 47kHz です。式 f_osc に従って =1.7/( R_ref x C₁₅ )、R₉ の値

•電流フォールドバック回路

チップの電流フォールドバック回路は、一次エッジでのインダクタ電流を、過電流検出抵抗を介して PWM コンパレータによって実装された電圧とエラー アンプの出力電圧に変換します。 3 ピンの電圧が 1V 以上になると、出力がブレークダウンします。インダクタのピーク電流を 1A とし、電流検出抵抗 R₁₃ の値を 1Ωのはずです。トランス一次側のインダクタ電流ピークによる誤遮断を防止するため、R₁₁ そしてC₁₄ ピークをフィルタリングするためにアクセスされ、ピーク電流は約数百ナノ秒です。 R11 を 1k、C14 を 500pF とすると、時定数 τ =RC =500ns となります。

•MOS管の駆動回路

MOS 管の駆動回路は、PWM の優れた波形、特に立ち下がりエッジに関与しています。出力ピン 6 とグリッド直列抵抗 R₆ 間の直列接続 MOS チューブの入力容量と回路内の直列リード インダクタンスによって引き起こされる高周波の寄生変動が減少します。 MOS 管スイッチの PWM 波形を確保するために、R₆ の値は は常に数十から 20 オームの範囲で小さいです。 R₈ の値 MOS管グリッドブリーダー抵抗として15kΩのはずです。

• スロープ補正

ピーク電流モード制御では、インダクタ電流のピーク値は常に設定されますが、インダクタ電流の平均値は設定されません。デューティサイクルの変化は平均電流を変化させ、ピーク電流制御の内側リングはインダクタ電流のピーク値を保証しますが、出力電圧と互換性のある正しいインダクタ電流平均値を制御できず、出力電圧の一定の変化につながります。デューティ サイクルが 50% を超えると、インダクタ電流の変動により発振が発生します。この設計では、スロープ補償が必要です。上部スロープ補償の適用は、現在のサンプル信号に対する正のスロープ電圧のスタックを指します。この設計では、C₅₁ を使用して容量補償が適用されます 3 ピンと 4 ピンの間に 100pF を追加し、発振器の発振信号が C₅₁ に電源を供給します。 コンデンサを介してピン3。このタイプのスロープ補償では、静電容量は pF のランクで比較的小さく、発振器の電流を引き付けてピン 3 に過度に大きな負電圧を生成することを回避します。

フライバック スイッチ電源の周辺回路設計

• EMI および整流フィルタの回路設計

デバイスへの高周波電力グリッドの干渉と電力グリッドへの高周波スイッチの影響をフィルタリングするために、EMI フィルタ回路は入力ランクでアクセスする必要があります。一般的な EMI フィルター波の回路図を図 4 に示します。

C₁ C₂ の間、電力網の入力ポートに接続されます ディファレンシャルモード干渉を排除するためのデバイスの入力ポートを備えています。 L はコモン モード チョークと同じ方向を共有し、C の間、コモン モード干渉をフィルタリングします。 そしてC₁₇ コモンモード干渉をフィルタリングするためにグランドに接続されています。

C₁₆の漏れ電流 そしてC₁₇ 次の式に従って計算されます。 . 2 つの同一のコンデンサの場合、漏れ電流の振幅は次の式に従う必要があります。 、ここで、f は 50Hz の値を持つ電力網の周波数を指し、C は全体の静電容量を指しますV は 110V の接地電圧を指します。したがって、I_leak の値は は、セキュリティ規格に準拠した EMI 後、有効値が 220VAC の交流電流に対応する 0.15mA です。振幅は 出力DCVが .ダイオードの逆ブレークダウン電圧は、次の要件を満たす必要があります。 . C はフィルタ容量を指し、R_L は 負荷を指します。時定数 R_L が大きいほど C は滑らかな静電容量であるほど、フィルター効果は高くなります。耐圧の高いダイオードln4007をピックアップしています。

• フィルタ出力インピーダンスとコンバータ入力インピーダンスによる発振

コンバーターの入力インピーダンスとフィルターの出力インピーダンスの不適合も、発振につながる可能性があります。ループ系のコンバーターの入力インピーダンスは負性抵抗とみなすことができます( )。フィルタは LC フィルタで、伝達関数はインダクタンスとキャパシタンスの ESR で得られます。

系定数発振のコンバータの入力インピーダンスは、次の式に従う必要があります。 .

したがって、ループコンバータの入力インピーダンスが計算されたフィルタ発振出力インピーダンスよりも小さい場合にのみ、伝達関数の減衰係数は正の値になり、発振を低減するために定常になります。そうしないと、回路が変動します。

• スナバ回路設計

遮断過電圧の結果として周波数管が破壊されるのを防ぐために、一次側 RCD スナバ回路をトランスに組み込む必要があります。出力ポートは、図 5 に示すように、出力スナバ回路を追加してハード ブレークダウンを防止するために出力ダイオードをブレークダウンします。

MOS 管のブレークダウンの過程で、一次エッジの電流 i_d トランスの一次エッジ漏れ源を介して寄生漏れ源容量に電力を供給します。この高周波電圧により、スイッチ管の電圧が耐電圧を超えてスイッチ管を破壊する可能性があるため、RCD スナバ回路を追加して、電圧の取り出し経路を提供します。高耐圧のファストリカバリダイオードFR107をピックアップ、RCD抵抗5kΩ、容量3300pF。

MOS 管が開いた状態で入力が開いている場合、出力ショットキー ダイオード ( )、MOS管のハードブレイクダウンはダイオードのブレイクダウンにつながります。 RC スナバ回路を追加すると、ショットキー ダイオードの電圧 V_D =V_O + I_O x R₃ . MOS管2SK792の開放時間55ns、ショットキーダイオードSB540の逆耐圧60V、出力V_O は 5V で、最大電流は 3A です。したがって、最大スナバ回路の等価抵抗は 18.33Ω であり ( )。 R が 18Ω で C が 560pF の場合、等価直列抵抗は 18.06Ω です。

• 出力回路設計

整流は、ショットキー ダイオードを介して出力部分によって実装され、フィルタリングは、図 6 に示すように、等価コンデンサの ESR を低減する低 ESR のコンデンサを適用します。

出力サンプリング回路は R₅ を介して得られます そしてR₁₂ 差動電圧と R₁₂ の値 TL431の出力端子電流1.5μAを参考に決定。差動電圧比とノイズに影響を与える電流を避けるために、抵抗 R₁₂ を流れる電流は TL431 入力電流の 100 倍以上にする必要があります。 Rlow<2.5/150μA=16.6kΩ。 TL431 の動作電流は 1mA から 100mA の範囲にあるため、R₅ の電流が がほぼ 0 の場合、1mA の電流が R₁₄ によって TL431 に供給されます。 (R₁₄ f /1mA)。 PC817B のマニュアルによると、U_f =1.15V、R₁₄ の値 その値は 1.15 kΩ 未満である必要があるため、1kΩ にすることができます。

PC817B の三極管の特性曲線に基づいて、トランジスタの順方向電流が約 7mA の場合、I_C の値は 同様に7mAであり、エミッタ電圧はuc3842compリニアで比較的広いカテゴリ内で線形です。 PC817B の CTR は 1.3 から 2.6 の範囲です。 I_C の値が 最悪の状況を考慮して、CTR の値は 1.3 です。 LED に流れる最大電流は I_f である必要があります。 =I_C /1.3 =5.38mA、R₄ <(5 - う_ka - U_f )/5.38mA =(5 - 1.15 - 2.5)/5.38mA =250Ω。 TL431 が耐えられる最大電流は 150mA で、PC817 が耐えられる最大電流は 50mA です。したがって、最大電流 R₄ R₄ で 50mA を提供>(5 - 1.15 - 2.5)/50mA =27Ω。したがって、R₄ の範囲は は 27Ω から 250Ω の間で、150Ω の値が選択されています。

• 接地回路設計

変圧器は、スイッチ電源のコールド グラウンドとホット グラウンド間のグラウンド アイソレータに適用されます。変圧器の一次側の高温の接地は、電気グリッドを介してループを形成することができ、二次変圧器は、低温の接地と接地によって形成されるループを指します。安全コンデンサ Y は C₁₆ によってピックアップされます そしてC₁₇ ゼロラインと点火ラインをフレームグランドに接続して、コモンモード干渉をフィルタリングします。コンデンサ C₁₈ ホットアースとコールドアースの間は、トランスの二次側のノイズを一次短絡に変換し、放射電磁波を低減します。

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