RFIDリーダー向けコンパクトフライバック電源モジュールの設計

フライバック電源の基本理論

近年、高集積チップの発展に伴い、スイッチング電源技術は小型化、高周波化、高効率化の方向へ進んでいます。高集積制御チップにより必要周辺部品が簡素化され、設計ソフトウェアを用いて比較的容易にスイッチング電源設計が可能になりました。しかし、高集積化は設計自由度の低下、チップ入手性低下、低価格化をもたらします。各メーカーの設計ソフトウェアは特定チップのみシミュレーション可能です。実用上、製品要求に適合し優れた動作条件を持つスイッチング電源を設計することが重要です。RFID用電源モジュール要求に基づき、220VACから0.5VDC、寸法88mm×70mmのスイッチング電源を設計しました。タグ読み取り時の動作電流が約1.5Aに近いため、設計最大出力電流を3Aに設定しました。

比較的低出力の小型設計では、Erickson R W理論によれば、フライバック方式の電力スイッチ利用率0.385は、正弦波全橋・半橋方式の0.353より高いため、フライバックコンバータ構造を採用しました。フィードバック設計と電流モード制御の利点を考慮し、電流モードPWM制御チップUC3842を採用しました。

UC3842採用スイッチング電源では、周辺回路設計が比較的容易です。電流モードPWM制御チップ構造は、ループ内のインダクタンスによる二重極を排除し、フィードバックループ設計を効果的に簡素化します。出力端フィードバック方式を採用し、シャントレギュレータTL431とフォトカプラで構成します。UC3842ベース設計では、設計者はフライバック構造の各モジュールを独立設計しがちで、隣接回路とフィードバック回路設計を重視し、他回路設計を疎かにしがちです。例えば、Middlebrook博士の追加要素定理によれば、入力フィルタの入力インピーダンスはコンバータ入力インピーダンスより十分小さくなければならず、そうでないと回路が発振する可能性があります。本設計では、入力フィルタ回路設計、スロープ補償、グランド回路設計など隣接回路設計を慎重に議論し、Saberシミュレーションで設計案を決定、RFIDでのデバッグで要求適合性と安定性を検証しました。

スイッチング電源の基本設計理論

スイッチング電源の基本設計理論は、VACをVDCに変換し、ICチップ用電源としてDCを高周波ACに変換、再びDC出力へ変換することです。出力DCサンプリングからフィードバックで出力電圧を安定化し、入力ICがスイッチを制御します。スイッチング電源理論を図1に示します。

フライバック電源の制御コンバータには電流モード二重閉ループ構造を採用。フライバックコンバータの特徴は、スイッチングトランジスタ導通時にトランス一次側コイルのインダクタンスエネルギーが整流ダイオードを通じてキャリアに電力供給し、遮断時にはトランスコイルにエネルギー蓄積、出力は出力コンデンサ蓄積エネルギーから供給されることです。フライバックコンバータ回路図を図2に示します。

出力検出抵抗R₁、R₂で検出電圧が基準電圧Vref未満なら、エラーアンプで誤差増幅しスイッチングトランジスタQ₁導通。トランス一次側インダクタンスと電流は(Vg - Von)/Lmの傾斜で上昇。サンプリング抵抗Rsで一次側電流をサンプリング電圧に変換。サンプリング電圧と誤差電圧を比較し、サンプリング電圧が誤差電圧を超えるとローレベル出力でスイッチングトランジスタ遮断、次クロックまで待機。フライバック電源は出力電力インダクタ不要で、トランスインダクタンスを直接電力用に利用可能で、トポロジー構造がシンプルです。制御回路は主に電流モードPWMチップUC3842と周辺回路に依存します。

電流モードPWMチップUC3842

本設計で採用した制御CPUは、固定周波数・電流モードのPWMチップUC3842で、発振器、誤差アンプ、PWMコンパレータ、SRトリガなど重要制御部品を集積。低電圧・過電流保護機能、トーテムポール出力モード、動作周波数500kHz、起動電流1mA未満、最大出力電流1Aの特徴を持ちます。

各ピン機能は以下の通り：

• Pin 7：電源入力。電圧16V超でシュミットトリガがハイレベル出力。
• Pin 8：電圧レギュレータから5V基準電圧供給。10V未満でシュミットトリガがローレベル出力、低電圧ロックアウト。
• 内部ツェナーダイオードで最大入力電圧36Vに制限。
• Pin 4：外部RC回路でCtに電源供給。Pin 8からRtとCtで内部電流源により発振周波数決定。
• Pin 2：誤差アンプ反転入力。Pin 1：誤差アンプ出力、補償用。
• Pin 3：電流検出ピン。誤差アンプ出力と比較しデューティサイクル決定。Pin 3電圧1V超で電流遮断。
• Pin 6：トーテムポール出力、最大動作電流1A、スイッチングトランジスタ遮断加速。

フライバック電源制御部設計

制御部回路図を図3に示します。フライバックコンバータ制御部はチップUC3842内にほぼ集積され、少数の外付け部品で必要制御機能を実現。主要制御モジュール：起動回路、周波数設計、保護回路、駆動回路、スロープ補償。

起動回路と周波数設計

起動回路はPin 7へ16V以上の起動電圧を供給。システム起動時、補助巻線からPin 7へ給電。システム動作周波数はPin 8とPin 4間のタイミングコンデンサと抵抗で決定。Pin 8の5V基準電圧がR₉を通じてC₁₅へ給電。C₁₅は内部電流源でノコギリ波生成、その時間幅がチップPWM出力デッドタイムを決定。性能確保のためデッドタイムは発振周期の5%未満に。タイミング図からC₁₅=3.3nF、動作周波数47kHz導出。式 f_osc = 1.7/(R_ref × C₁₅) より R₉=11kΩ。

電流フォールドバック回路

チップの電流フォールドバック回路は、トランス一次側インダクタ電流を過電流検出抵抗で電圧変換し、誤差アンプ出力とPWMコンパレータで比較。Pin 3電圧1V超で出力遮断。ピークインダクタ電流1A想定で、電流検出抵抗R₁₃=1Ω。トランス一次側インダクタ電流ピークによる誤遮断防止のため、R₁₁とC₁₄でピークフィルタリング（ピーク幅約数百ナノ秒）。R₁₁=1kΩ、C₁₄=500pFで時定数τ=RC=500ns。

MOSトランジスタ駆動回路

MOSトランジスタ駆動回路は、特に立ち下がりエッジでの優れたPWM波形を担当。出力Pin 6とゲート直列抵抗R₆の直列接続で、MOS入力容量と回路内直列リードインダクタンスによる高周波寄生変動を低減。MOSスイッチPWM波形確保のためR₆は常に小さく、数十～二十数Ω。R₈=15kΩをMOSゲートブリーダ抵抗として設定。

スロープ補償

ピーク電流モード制御では、インダクタ電流ピーク値は一定だが平均値は一定でない。デューティサイクル変化で平均電流変化し、ピーク電流制御内側ループはピーク値を保証するが、出力電圧に適合した正しいインダクタ電流平均値を制御できず、出力電圧が常に変動する。デューティサイクル50%超でインダクタ電流変動が発振を生成。本設計ではスロープ補償が必要。上側スロープ補償とは、電流サンプリング信号に正傾斜電圧を重畳すること。本設計では容量補償を採用し、Pin 3とPin 4間にC₅₁=100pFを追加。発振器発振信号がC₅₁とPin 3へ容量結合で給電。このスロープ補償では容量がpFオーダーで小さく、発振器電流を吸引せずPin 3に過大負電圧を生成しない利点がある。

フライバック電源周辺回路設計

EMIフィルタと整流フィルタ回路設計

高周波電力網からデバイスへの干渉と、高周波スイッチから電力網への影響をフィルタリングするため、入力段にEMIフィルタ回路を追加。一般的なEMIフィルタ波形回路図を図4に示します。

C₁は電力網入力ポート、C₂はデバイス入力ポートに接続し差動モード干渉除去。Lはコモンモードチョークと同方向でコモンモード干渉除去。C₁₆、C₁₇はグランド接続でコモンモード干渉除去。

C₁₆、C₁₇の漏れ電流計算式：。同一容量2個の場合、漏れ電流振幅はに従う。f=50Hz（電力網周波数）、C=4400pF（グランド総容量）、V=110V（グランド電圧）。したがってI_leak=0.15mAで、220VAC実効値後のEMIは安全規格適合。振幅は、出力DCVは。ダイオード逆耐圧はを満たす必要。Cはフィルタ容量、R_Lは負荷。時定数R_LCが大きく容量が滑らかほどフィルタ効果良好。高耐圧ダイオード1N4007を採用。

フィルタ出力インピーダンスとコンバータ入力インピーダンスによる発振

コンバータ入力インピーダンスとフィルタ出力インピーダンスの不整合も発振原因となります。ループシステムのコンバータ入力インピーダンスは負抵抗（）と見なせます。フィルタはLCフィルタで、インダクタンスと容量のESR考慮で伝達関数取得可能：

システム定常発振回避のコンバータ入力インピーダンス条件：。したがって、ループコンバータ入力インピーダンスが計算フィルタ発振出力インピーダンス未満の場合のみ、伝達関数減衰係数が正値となり安定。そうでなければ回路発振。

スナバ回路設計

遮断過電圧で周波数トランジスタ破壊を防ぐため、トランス一次側にRCDスナバ回路を追加。出力側では出力ダイオードのハードブレークダウン防止のため出力スナバ回路を追加（図5）。

MOSトランジスタ遮断時、一次側電流i_dがトランス一次側漏れインダクタンスを通じて寄生容量へ給電。この高周波電圧でスイッチトランジスタ電圧が耐圧超過し破壊する恐れがあるため、RCDスナバで電圧逃がし経路を提供。高耐圧ファストリカバリダイオードFR107、RCD抵抗5kΩ、容量3300pFを採用。

入力開放でMOS導通時、出力ショットキーダイオード電圧（）に過電圧が加わり、MOSハードブレークダウンでダイオード破壊の恐れ。RCスナバ追加でダイオード電圧V_D = V_O + I_O × R₃。2SK792 MOS開放時間55ns、SB540ショットキーダイオード逆耐圧60V、出力V_O=5V、最大電流3A。最大スナバ等価抵抗18.33Ω（）。R=18Ω、C=560pFで等価直列抵抗18.06Ω。

出力回路設計

出力部でショットキーダイオード整流、低ESRコンデンサでフィルタリング、等価コンデンサESR低減で出力リップル抑制（図6）。

出力サンプリング回路はR₅とR₁₂差動電圧で取得。R₁₂値はTL431出力端子電流1.5μA参照。差動電圧比とノイズへの電流影響回避のため、R₁₂電流をTL431入力電流の100倍以上に設定。R_low < 2.5/150μA = 16.6kΩ。TL431動作電流1mA～100mA範囲で、R₅電流≒0時、R₁₄から1mA供給（R₁₄ < U_f/1mA）。PC817BマニュアルでU_f=1.15V、R₁₄<1.15kΩなので1kΩ選定。

PC817Bトランジスタ特性曲線で、順方向電流≒7mA時にI_C≒7mA、エミッタ電圧が広範囲で線形、UC3842コンパレータ入力と整合。PC817BのCTR=1.3～2.6。最悪ケースCTR=1.3でI_C=7mA時、LED最大電流I_f = I_C/1.3 = 5.38mA。R₄ < (5 - U_ka - U_f)/5.38mA = (5 - 1.15 - 2.5)/5.38mA = 250Ω。TL431最大許容電流150mA、PC817最大50mA。したがってR₄供給最大電流50mAでR₄ > (5 - 1.15 - 2.5)/50mA = 27Ω。R₄範囲27～250Ω、150Ωを選定。

グランド回路設計

トランスでスイッチング電源の一次側（ホットグランド）と二次側（コールドグランド）を絶縁分離。一次側ホットグランドは電力網通じてループ形成、二次側はコールドグランドとグランドでループ形成。セーフティコンデンサYをC₁₆、C₁₇として零線と火線をフレームグランド接続しコモンモード干渉除去。ホットグランドとコールドグランド間のC₁₈で、トランス二次側ノイズを一次側短絡へ導き電磁波放射低減。

参考資料

• RFIDベースIoTの包括的紹介
• 高温環境下での高電力PCB設計
• PCB設計における絶縁低下ベースの制御電源グラウンディング欠陥対策
• PCB電磁適合性における電源とグランドの議論
• 高速PCB電源のインピーダンス分析と抑制方法
• アルミニウムベースPCB：高電力・厳しい公差用途への解決策
• PCBCartのフル機能PCB製造サービス - 多彩な付加価値オプション
• PCBCartの高度なPCB実装サービス - 1個から対応