シミュレーション解析に基づく PCB 上の 2 つの並列マイクロストリップ ライン間のクロストークの設計戦略

クロストーク理論

電磁理論に基づくと、クロストークは 2 つの信号線間の電磁的デカップリングを指します。信号線間の相互容量や相互インピーダンスによって発生するノイズの一種です。

図 1 では、平行する 2 つのラインのうち、1 つのラインに信号源 (V_{S) があります。} ) と内部インピーダンス (Z_OG ) ラインの一端と負荷インピーダンス (Z_LG ) 反対側で、地面を通る閉ループを形成します。もう一方の線には抵抗しかありません (Z_OR と Z_LR ) アースまで単線の構造。この図では、信号源を持つ導線を発光線または干渉線と呼び、もう一方の線を受信線または干渉線と呼びます。

駆動信号 (1) がエミッション ラインを通過すると、エミッション ラインと受信ライン間の寄生容量の結果として、逆方向の干渉信号が生成されます。一方、発光線を通過する間、駆動信号は変化する磁場を生成し、受信線を横切った後、駆動信号とは反対方向の干渉電流を誘導します。干渉電流 (2) および (3) は、駆動信号によって放出ラインから受信ラインにデカップリングされたクロストーク信号です。これがクロストークの発生方法です。

クロストークは、さまざまな原因に基づいて、容量性クロストークとインダクタンス クロストークに分類できます。容量性クロストークは、相互の減結合キャパシタンスによって生成される減結合電圧を指し、インダクタンス クロストークは、相互減結合インダクタンスによって生成される減結合電流を指します。

クロストークが発生する場所に基づいて、クロストークは近端クロストークと遠端クロストークに分類できます。図 1 では、近端クロストークは、受信ラインの近端で駆動信号 (1) によって生成される干渉信号であり、容量性クロストーク (3) とインダクタンス クロストーク (2) が追加されます。遠端クロストークは、受信回線の遠端で駆動信号 (1) によって生成される干渉信号であり、容量性クロストーク (3) とインダクタンス クロストーク (2) が逆に加算されます。

電磁デカップリングにより、2 本のリード間にクロストークが発生します。クロストークの分析は、駆動信号のインダクタンスから、駆動信号が提供された受信ラインの両側への干渉電圧を計算することです。 V_R (0) は、V_{R の間、X が 0 に等しい場合、受信ラインの干渉電圧として設定されます。} (L) は、X が L に等しい場合の受信回線の干渉電圧です。次に、2 つの式を取得できます。

2 つの並列マイクロストリップ ライン間のクロストーク解析のシミュレーション モデル

この記事でシミュレーションモデルに使用したプリント回路基板は、サイズが 20x60mm (幅 x 長さ) で、誘電率が 4.7 の基板材料としてエポキシ積層グラスファイバー FR-4 を使用しています。図 2 は、シミュレーション モデルの断面図を示しています。

図2では、上層が配線プレーン（マイクロストリップラインプレーン）、下層がイメージプレーンです。マイクロストリップ ラインは理想的な導体であり、イメージ プレーンは理想的な導体面です。 2 つの平行なマイクロストリップ ラインのパラメータは、L=40mm、W=0.5mm、H=0.3mm として設定できます。マイクロストリップラインの特性インピーダンスの公式によると（ )、マイクロストリップ ラインの特性インピーダンスは 50Ωです。

注:0.38mm

図 3 では、輝線の最初のポート (P1) が干渉源ポートです。送信ラインと受信ラインの各ポートは特性インピーダンス（50Ω）で接続されているため、受信ラインの近端と遠端に到達したクロストーク信号は吸収され、クロストークに影響を与えることはありません。その結果、2 つのマイクロストリップ ラインが 4 ポート ネットワークを形成し、そのパラメータ S13 と S14 をそれぞれ計算できます。 , .

TR₀ TR_{L の間、受信ラインの近端へのエミッション ラインのクロストークを指します。} 受信ラインの遠端への放射ラインのクロストークを指します。

シミュレーション結果と考察

• 周波数の変化に伴うクロストーク強度

通常の信号は、異なる周波数と範囲の正弦波を追加した結果であるため、2 つのマイクロストリップ ラインのクロストークが単一の正弦波の周波数でどのように変化するかを調べることは意味があります。

規則をよりよく反映するために、配線距離 (D) の値が 1mm と 3mm の図 4 を取得し、クロストークが周波数によってどのように変化するかを示します。

低周波数の範囲では、クロストークの強度は、遠端クロストークまたは近端クロストークに関係なく、信号周波数と線形関係があると結論付けることができます。高周波域では、近端クロストーク (S₁₃ ) は、周波数の増加に伴う強い周期的な振動を示していますが、遠端のクロストークは逆に動作します。これは主に、容量性クロストークと近端/遠端の間、インダクタンス クロストークと近端/遠端の間の距離の違いに依存します。低周波数の範囲では、これら 2 種類のクロストークとポートからの位相はほとんど同じであり、統合された信号の相対的な位相は程度にほとんど影響しません。ただし、高周波の範囲では、異なる周波数の下で、これらの 2 種類の干渉統合信号の範囲が位相の変化に伴って周期的に変化する場合、これら 2 種類のクロストーク信号とポートから位相に大きな差が生じます。周波数による範囲の明らかに周期的な振動.

• 配線距離の変化に伴うクロストーク強度

配線距離 (L) 40mm、基板厚 (H) 0.3mm、信号周波数 2GHz および 5GHz の場合、配線距離の変化によるクロストーク強度のシミュレーション結果を図 5 に示します。

この図では、近端クロストーク、遠端クロストークともに配線距離が長くなるにつれて減少しています。配線距離が 1mm から長くなるとクロストークは急速に減少しますが、距離が長くなるとクロストークの減少は遅くなります。明らかに、距離が幅の 3 倍よりも大きい場合、ライン間距離を広げてもライン間のクロストークは改善されません。これは、2 つのマイクロストリップ ラインが近づきすぎると、相互容量とインダクタンスの両方が顕著になり、クロストークが大幅に上昇するためです。

• 配線長の変化によるクロストーク強度

配線距離 (D) が 2.0mm、基板厚 (H) が 0.3mm、信号周波数が 1GHz および 5GHz の場合、長さの変化によるクロストーク強度のシミュレーション結果を図 6 に示します。

図 6 によると、信号周波数が 1GHz の場合、近端クロストークと遠端クロストークの両方の強度は、並列長が長くなるにつれて増加します。信号周波数が 5 GHz に達すると、近端クロストークの強度は平行長の延長に伴って増加し、遠端クロストークの強度は平行長の延長に伴って振動します。これは、配線の電気長が周波数 1GHz よりも周波数 5GHz の方が長く、容量性クロストークとインダクタンス クロストークの位相が遠端ポートで実質的に異なるためです。

• マイクロストリップ ラインとイメージ プレーン間の距離の変化に伴うクロストーク強度

マイクロストリップ ラインの特性インピーダンスを 50Ω に維持するには、W/H の値を 1.82 に維持する必要があります。したがって、シミュレーション モデルでは、線幅とイメージ プレーンの高さの比率も 1.82 に保たれます。

を。配線の長さ (L) が 40mm、2 つのラインとそのエッジ間の距離が 1.0mm、信号周波数が 2GHz と 5GHz の場合、像面の厚さを変化させた場合のクロストーク強度を図 7 に示します。

図 7 によると、クロストーク強度は距離の延長とともに増加し、特に距離が 0 ～ 0.4 mm の範囲にある場合、クロストーク強度は非常に急速に増加し、速度は高さの継続的な延長に伴って遅くなる傾向があります。 . H が 0.5mm 以上の場合、基本的にクロストークの強さは変わらない。これは、マイクロストリップ ラインがイメージ プレーンに近すぎると、配線とイメージ プレーン間のデカップリングが非常に集中する一方で、配線間のデカップリングが非常に小さくなるためです。マイクロストリップラインと撮像面の距離が離れると、配線と撮像面のデカップリングが弱くなり、配線間のデカップリングが大きくなります。しかし、マイクロストリップラインと像面との距離が遠くなるにつれて、配線と像面との間のデカップリングが弱くなり、配線間のデカップリングへの影響はほとんどなくなりました。上記の分析に基づいて、クロストークをより適切に減少させるために、伝送ラインとイメージ プレーンの間の距離を可能な限り縮小する必要があります。

b.配線長(L)が40mm、線間距離が線幅の2倍、信号周波数が2GHzと5GHzの場合、像面厚みを変化させたときのクロストーク強度を図8に示します。

図 8 によると、クロストーク強度は、2 つのライン間の距離がライン幅の倍数であってもほとんど変化しません。

2 つの状況の比較に基づいて、マイクロストリップ ラインとイメージ プレーン間の距離の増加に伴い、ライン間の距離が変わらない場合、クロストーク強度が拡大し、距離が安定した倍数である場合、結論を下すことができます。線幅、クロストーク強度はほとんど変わりません。

PCB 設計の戦略

上記の解析結果によると、伝送線路間のクロストークを減らすためのいくつかの戦略を以下に示します。
a.高速デジタル基板の場合、信号周波数を下げることができるように、クロックの立ち上がりエッジと立ち下がりエッジの速度が比較的遅いコンポーネントをピックアップする必要があります。
b.
c.長距離の平行配置は避けるべきである。
d.2本の線の間隔を広げる。伝送ラインとイメージ プレーン間の高さを減らすことができるように、多層 PCB 設計を使用する必要があります。より高いイメージ プレーンを持つ PCB を使用する必要がある場合は、伝送ライン間の距離を拡大する必要があります。

役立つリソース
• PCB高速信号回路設計における3つのルーティング手法
• EMIの影響を低減する高速PCBルーティング手法
• 高速PCBにおける信号反射の抑制方法レイアウト
• 高速 PCB 設計に関する誤解と戦略
• 高周波および高速多層 PCB 製造の 7 つの一般的な問題とその解決策
• PCBCart のフル機能 PCB 製造サービス -複数の付加価値オプション
• PCBCart の高度な PCB アセンブリ サービス - 1 個から開始